Abwärtswandler - Buck converter

Vergleich nicht isolierter schaltender DC/DC-Wandlertopologien: Buck, Boost , Buck-Boost , Ćuk . Der Eingang ist links, der Ausgang mit Last rechts. Der Schalter ist typischerweise ein MOSFET- , IGBT- oder BJT- Transistor.

Ein Abwärtswandler ( Abwärtswandler ) ist ein DC-DC - Leistungswandler , der nach unten Spannungsstufen (während weniger mittleren Stromes Zeichnung) von seinem Eingang (Versorgung) zu seinem Ausgang (Last). Es ist eine Klasse von Schaltnetzteil (SMPS) in der Regel mit mindestens zwei Halbleitern (eine Diode und einen Transistor , obwohl moderne Tiefsetzsteller häufig die Diode mit einem zweiten Transistor zur verwendet ersetzen synchrone Gleichrichtung ) und mindestens ein Energiespeicherelement , ein Kondensator , eine Induktivität oder die beiden in Kombination. Um die Spannungswelligkeit zu reduzieren, werden dem Ausgang (lastseitiges Filter) und Eingang (versorgungsseitiges Filter) eines solchen Wandlers normalerweise Filter aus Kondensatoren (manchmal in Kombination mit Induktivitäten) hinzugefügt.

Schaltwandler (wie Abwärtswandler) bieten eine viel höhere Energieeffizienz als DC-zu-DC-Wandler als Linearregler , bei denen es sich um einfachere Schaltungen handelt, die Spannungen senken, indem sie Leistung als Wärme abführen, aber den Ausgangsstrom nicht erhöhen.

Abwärtswandler können sehr effizient sein (oft über 90%), was sie für Aufgaben wie das Umwandeln der Haupt-(Bulk-)Versorgungsspannung eines Computers (oft 12  V) auf niedrigere Spannungen, die von USB , DRAM und der CPU benötigt werden (5 V, 3,3V oder 1,8V, siehe Netzteil ).

Theorie der Arbeitsweise

Abb. 2: Die beiden Schaltungskonfigurationen eines Abwärtswandlers: Ein-Zustand, wenn der Schalter geschlossen ist; und Aus-Zustand, wenn der Schalter geöffnet ist (Pfeile zeigen Strom gemäß dem herkömmlichen Strommodell in Richtung an ).
Abb. 3: Namenskonventionen der Komponenten, Spannungen und Ströme des Tiefsetzstellers.
Abb. 4: Zeitlicher Verlauf der Spannungen und Ströme in einem idealen Abwärtswandler im Dauerbetrieb.

Die Grundfunktion des Abwärtswandlers besteht darin, dass der Strom in einer Induktivität von zwei Schaltern (normalerweise einem Transistor und einer Diode ) gesteuert wird . Im idealisierten Konverter gelten alle Komponenten als perfekt. Insbesondere weisen der Schalter und die Diode im eingeschalteten Zustand keinen Spannungsabfall und im ausgeschalteten Zustand keinen Stromfluss auf, und der Induktor hat einen Serienwiderstand von null. Weiterhin wird angenommen, dass sich die Eingangs- und Ausgangsspannungen im Verlauf eines Zyklus nicht ändern (dies würde bedeuten, dass die Ausgangskapazität unendlich ist ).

Konzept

Das konzeptionelle Modell des Abwärtswandlers wird am besten in Bezug auf die Beziehung zwischen Strom und Spannung der Induktivität verstanden. Beginnend mit dem geöffneten Schalter (Aus-Zustand) ist der Strom im Stromkreis Null. Wenn der Schalter zum ersten Mal geschlossen wird (Ein-Zustand), beginnt der Strom zu steigen, und der Induktor erzeugt als Reaktion auf den sich ändernden Strom eine entgegengesetzte Spannung an seinen Anschlüssen. Dieser Spannungsabfall wirkt der Spannung der Quelle entgegen und reduziert daher die Nettospannung über der Last. Im Laufe der Zeit nimmt die Stromänderungsrate ab, und dann nimmt auch die Spannung an der Induktivität ab, wodurch die Spannung an der Last erhöht wird. Während dieser Zeit speichert der Induktor Energie in Form eines Magnetfeldes . Wird der Schalter geöffnet, während sich der Strom noch ändert, kommt es immer zu einem Spannungsabfall an der Induktivität, sodass die Nettospannung an der Last immer kleiner ist als die Eingangsspannungsquelle. Beim erneuten Öffnen des Schalters (Aus-Zustand) wird die Spannungsquelle aus dem Stromkreis genommen und der Strom nimmt ab. Der abnehmende Strom erzeugt einen Spannungsabfall an der Induktivität (im Gegensatz zum Abfall im eingeschalteten Zustand), und jetzt wird die Induktivität zu einer Stromquelle. Die im Magnetfeld der Induktivität gespeicherte Energie unterstützt den Stromfluss durch die Last. Dieser Strom, der fließt, während die Eingangsspannungsquelle getrennt ist, wenn er an den Strom angehängt wird, der im eingeschalteten Zustand fließt, summiert sich zu einem Strom, der größer ist als der durchschnittliche Eingangsstrom (der im ausgeschalteten Zustand Null ist). Die "Erhöhung" des durchschnittlichen Stroms gleicht die Verringerung der Spannung aus und erhält idealerweise die an die Last gelieferte Leistung. Im ausgeschalteten Zustand entlädt der Induktor seine gespeicherte Energie in den Rest der Schaltung. Wird der Schalter wieder geschlossen, bevor die Induktivität vollständig entladen ist (Ein-Zustand), ist die Spannung an der Last immer größer Null.

Kontinuierlicher Modus

Der Abwärtswandler arbeitet im Dauerbetrieb, wenn der Strom durch die Induktivität ( ) während des Kommutierungszyklus nie auf Null abfällt. In diesem Modus wird das Funktionsprinzip durch die Diagramme in Abbildung 4 beschrieben:

  • Wenn der oben abgebildete Schalter geschlossen ist (oben in Abbildung 2), beträgt die Spannung an der Induktivität . Der Strom durch die Induktivität steigt linear an (in Näherung, solange der Spannungsabfall nahezu konstant ist). Da die Diode durch die Spannungsquelle V in Sperrrichtung vorgespannt ist, fließt kein Strom durch sie;
  • Wenn der Schalter geöffnet ist (unten in Abbildung 2), wird die Diode in Durchlassrichtung vorgespannt. Die Spannung an der Induktivität ist (unter Vernachlässigung des Diodenabfalls). Strom nimmt ab.

Die in der Induktivität L gespeicherte Energie ist

Daher ist ersichtlich, dass die in L gespeicherte Energie während der Einschaltzeit mit zunehmender Zunahme zunimmt und dann während des ausgeschalteten Zustands abnimmt. L wird verwendet, um Energie vom Eingang zum Ausgang des Wandlers zu übertragen.

Die Änderungsrate von kann berechnet werden aus:

Mit gleich während des Ein-Zustands und bis während des Aus-Zustands. Die Stromerhöhung im eingeschalteten Zustand ist daher gegeben durch:

wobei ein Skalar, der als Tastverhältnis bezeichnet wird, mit einem Wert zwischen 0 und 1 ist.

Umgekehrt ist die Stromabnahme im ausgeschalteten Zustand gegeben durch:

Unter der Annahme, dass der Umrichter im stationären Zustand arbeitet, ist die in jedem Bauteil gespeicherte Energie am Ende eines Kommutierungszyklus T gleich der zu Beginn des Zyklus. Das bedeutet, dass der Strom bei und bei gleich ist (Abbildung 4).

Aus den obigen Gleichungen kann es also geschrieben werden als:

Die obigen Integrationen können grafisch durchgeführt werden. In Abbildung 4 ist proportional zur Fläche der gelben Fläche und zur Fläche der orangen Fläche, da diese Flächen durch die Induktorspannung (rote Linien) definiert werden. Da es sich bei diesen Flächen um einfache Rechtecke handelt, sind ihre Flächen leicht zu finden: für das gelbe Rechteck und für das orangefarbene. Für den stationären Betrieb müssen diese Flächen gleich sein.

Wie in Abbildung 4 und .

Dies ergibt:

Aus dieser Gleichung ist ersichtlich, dass die Ausgangsspannung des Wandlers bei einer gegebenen Eingangsspannung linear mit dem Tastverhältnis variiert. Da das Tastverhältnis gleich dem Verhältnis zwischen und der Periode ist , kann es nicht größer als 1 sein . Aus diesem Grund wird dieser Wandler als Abwärtswandler bezeichnet .

So würde beispielsweise das Herunterstufen von 12 V auf 3 V (Ausgangsspannung gleich einem Viertel der Eingangsspannung) in dieser theoretisch idealen Schaltung ein Tastverhältnis von 25 % erfordern.

Diskontinuierlicher Modus

Abb. 5: Zeitlicher Verlauf der Spannungen und Ströme in einem idealen Abwärtswandler im diskontinuierlichen Betrieb.

In einigen Fällen ist die von der Last benötigte Energiemenge zu gering. In diesem Fall fällt der Strom durch die Induktivität während eines Teils der Periode auf Null. Der einzige Unterschied zum oben beschriebenen Prinzip besteht darin, dass die Induktivität am Ende des Kommutierungszyklus vollständig entladen ist (siehe Abbildung 5). Dies hat jedoch einige Auswirkungen auf die vorherigen Gleichungen.

Der unter Null fallende Drosselstrom führt bei jedem Zyklus zur Entladung des Ausgangskondensators und damit zu höheren Schaltverlusten. Um diese Verluste zu minimieren, kann eine andere Steuertechnik, die als Pulsfrequenzmodulation bekannt ist, verwendet werden.

Wir gehen immer noch davon aus, dass der Wandler im stationären Zustand arbeitet. Daher ist die Energie im Induktor zu Beginn und am Ende des Zyklus gleich (bei diskontinuierlichem Betrieb ist sie Null). Dies bedeutet, dass der Mittelwert der Induktorspannung (V L ) Null ist; dh dass die Fläche der gelben und orangefarbenen Rechtecke in Abbildung 5 gleich ist. Dies ergibt:

Der Wert von δ ist also:

Der an die Last ( ) gelieferte Ausgangsstrom ist konstant, da der Ausgangskondensator groß genug ist, um während eines Kommutierungszyklus eine konstante Spannung an seinen Anschlüssen aufrechtzuerhalten. Dies impliziert, dass der durch den Kondensator fließende Strom einen Durchschnittswert von Null hat. Daher haben wir:

Wo ist der Durchschnittswert des Induktorstroms. Wie in Abbildung 5 zu sehen ist, hat die Wellenform des Induktorstroms eine dreieckige Form. Daher lässt sich der Mittelwert von I L geometrisch wie folgt aussortieren:

Der Drosselstrom ist zu Beginn Null und steigt während t auf bis zu I Lmax . Das bedeutet, dass I Lmax gleich ist:

Das Einsetzen des Wertes von I Lmax in die vorherige Gleichung führt zu:

Und das Ersetzen von δ durch den oben angegebenen Ausdruck ergibt:

Dieser Ausdruck kann umgeschrieben werden als:

Es ist ersichtlich, dass die Ausgangsspannung eines Abwärtswandlers, der im diskontinuierlichen Modus arbeitet, viel komplizierter ist als bei seinem Gegenstück zum kontinuierlichen Modus. Außerdem ist die Ausgangsspannung nun nicht nur eine Funktion der Eingangsspannung (V i ) und des Tastverhältnisses D, sondern auch des Drosselwerts (L), der Kommutierungsdauer (T) und des Ausgangsstroms (I o ).

Vom diskontinuierlichen in den kontinuierlichen Modus (und umgekehrt)

Abb. 6: Entwicklung der normierten Ausgangsspannungen mit dem normierten Ausgangsstrom.

Wie am Anfang dieses Abschnitts erwähnt, arbeitet der Wandler im diskontinuierlichen Modus, wenn die Last einen geringen Strom zieht, und im kontinuierlichen Modus bei höheren Laststrompegeln. Die Grenze zwischen diskontinuierlichem und kontinuierlichem Modus ist erreicht, wenn der Drosselstrom genau am Ende des Kommutierungszyklus auf Null abfällt. Unter Verwendung der Notationen von Abbildung 5 entspricht dies:

Daher beträgt der Ausgangsstrom (gleich dem durchschnittlichen Induktorstrom) an der Grenze zwischen diskontinuierlichem und kontinuierlichem Modus (siehe oben):

Ersetzen von I Lmax durch seinen Wert:

An der Grenze zwischen den beiden Modi gehorcht die Ausgangsspannung sowohl den Ausdrücken, die im kontinuierlichen als auch im diskontinuierlichen Abschnitt angegeben sind. Insbesondere ist ersteres

Ich olim kann also geschrieben werden als:

Lassen Sie uns nun zwei weitere Notationen einführen:

  • die normierte Spannung, definiert durch . Es ist Null wenn , und 1 wenn  ;
  • der normierte Strom, definiert durch . Der Term ist gleich der maximalen Zunahme des Induktorstroms während eines Zyklus; dh die Zunahme des Induktorstroms mit einem Tastverhältnis D=1. Im stationären Betrieb des Umrichters bedeutet dies also 0 für keinen Ausgangsstrom und 1 für den maximalen Strom, den der Umrichter liefern kann.

Mit diesen Notationen haben wir:

  • im Dauerbetrieb:
  • im diskontinuierlichen Modus:

der Strom an der Grenze zwischen kontinuierlichem und diskontinuierlichem Modus beträgt:

Daher ist der Ort der Grenze zwischen kontinuierlichen und diskontinuierlichen Moden gegeben durch:

Diese Ausdrücke sind in Abbildung 6 aufgetragen. Daraus lässt sich ableiten, dass die Ausgangsspannung im kontinuierlichen Modus nur vom Tastverhältnis abhängt, während sie im diskontinuierlichen Modus weitaus komplexer ist. Dies ist aus Kontrollsicht wichtig.

Auf Schaltungsebene wird die Erkennung der Grenze zwischen CCM und DCM normalerweise durch eine Induktorstrommessung bereitgestellt, die eine hohe Genauigkeit und schnelle Detektoren erfordert, wie:

Nicht ideale Schaltung

Abb. 7: Verlauf der Ausgangsspannung eines Tiefsetzstellers mit dem Tastverhältnis bei steigendem parasitären Widerstand der Induktivität.

Die vorherige Studie wurde mit den folgenden Annahmen durchgeführt:

  • Der Ausgangskondensator hat genügend Kapazität, um die Last (ein einfacher Widerstand) mit Strom zu versorgen, ohne dass seine Spannung merklich schwankt.
  • Der Spannungsabfall an der Diode bei Durchlassvorspannung beträgt null
  • Keine Kommutierungsverluste im Schalter und in der Diode

Diese Annahmen können ziemlich weit von der Realität entfernt sein, und die Unvollkommenheiten der realen Komponenten können sich nachteilig auf den Betrieb des Wandlers auswirken.

Welligkeit der Ausgangsspannung (Dauerbetrieb)

Als Ausgangsspannungswelligkeit wird das Phänomen bezeichnet, bei dem die Ausgangsspannung im eingeschalteten Zustand ansteigt und im ausgeschalteten Zustand abfällt. Mehrere Faktoren tragen dazu bei, einschließlich, aber nicht beschränkt auf Schaltfrequenz, Ausgangskapazität, Induktivität, Last und jegliche Strombegrenzungsmerkmale der Steuerschaltung. Auf der einfachsten Ebene steigt und fällt die Ausgangsspannung aufgrund des Ladens und Entladens des Ausgangskondensators:

Wir können die Ausgangswelligkeitsspannung am besten annähern, indem wir die Wellenform des Ausgangsstroms gegenüber der Zeit (kontinuierlicher Modus) nach unten verschieben, sodass der durchschnittliche Ausgangsstrom entlang der Zeitachse liegt. Wenn wir dies tun, sehen wir, wie die Wechselstromwellenform in den Ausgangskondensator hinein und aus diesem heraus fließt (Sägezahnwellenform). Wir stellen fest, dass Vc-min (wobei Vc die Kondensatorspannung ist) bei t-on/2 (direkt nach der Entladung des Kondensators) und Vc-max bei t-off/2 auftritt. Durch Integration von Idt (= dQ ; wie I = dQ/dt, C = Q/V also dV = dQ/C) unter die Ausgangsstromwellenform durch Schreiben der Ausgangswelligkeitsspannung als dV = Idt/C integrieren wir den Bereich über der Achse zu erhalten Sie die Spitze-zu-Spitze-Welligkeitsspannung als: Delta V = Delta I * T /8C (wobei Delta I der Spitze-zu-Spitze-Welligkeitsstrom und T der Zeitraum der Welligkeit ist; siehe Registerkarte Talk für Details, wenn Sie können Berechnen Sie die Bereiche hier nicht grafisch. Eine vollständige Erklärung finden Sie dort.) Wir stellen aus der grundlegenden Wechselstromkreistheorie fest, dass unsere Welligkeitsspannung ungefähr sinusförmig sein sollte: Kondensatorimpedanz mal Welligkeitsstrom-Spitze-Spitze-Wert oder Delta V = Delta I / (2 * Omega * C) wobei omega = 2 * pi * f, f die Welligkeitsfrequenz und f = 1/T, T die Welligkeitsperiode ist. Dies ergibt: Delta V = Delta I * T / (2 * pi * C), und wir vergleichen mit diesem Wert, um das Obige zu bestätigen, indem wir einen Faktor von 8 gegenüber einem Faktor von ~ 6,3 aus der grundlegenden Wechselstromkreistheorie für a . haben sinusförmig. Dies gibt unserer Einschätzung der Welligkeitsspannung hier Vertrauen. Der Absatz direkt darunter bezieht sich auf den direkt darüber und kann falsch sein. Verwenden Sie die Gleichungen in diesem Absatz. Weitere Informationen zur Ausgangswelligkeit und AoE (Art of Electronics 3. Ausgabe) finden Sie auf der Registerkarte „Talk“.

Im ausgeschalteten Zustand ist der Strom in dieser Gleichung der Laststrom. Im eingeschalteten Zustand ist der Strom die Differenz zwischen dem Schaltstrom (oder Quellenstrom) und dem Laststrom. Die Zeitdauer (dT) wird durch das Tastverhältnis und durch die Schalthäufigkeit bestimmt.

Für den Ein-Zustand:

Für den Aus-Zustand:

Qualitativ nimmt mit zunehmender Ausgangskapazität oder Schaltfrequenz die Größe der Welligkeit ab. Die Welligkeit der Ausgangsspannung ist typischerweise eine Entwurfsspezifikation für die Stromversorgung und wird basierend auf mehreren Faktoren ausgewählt. Die Kondensatorauswahl wird normalerweise auf der Grundlage der Kosten, der physikalischen Größe und der Nicht-Idealitäten verschiedener Kondensatortypen bestimmt. Die Auswahl der Schaltfrequenz wird typischerweise auf der Grundlage von Effizienzanforderungen bestimmt, die bei höheren Betriebsfrequenzen tendenziell abnehmen, wie unten in Auswirkungen von Nichtidealität auf die Effizienz beschrieben . Eine höhere Schaltfrequenz kann auch EMI-Bedenken aufwerfen.

Die Welligkeit der Ausgangsspannung ist einer der Nachteile eines Schaltnetzteils und kann auch ein Maß für dessen Qualität sein.

Auswirkungen der Nichtidealität auf die Effizienz

Eine vereinfachte Analyse des Abwärtswandlers, wie oben beschrieben, berücksichtigt weder Nichtidealitäten der Schaltungskomponenten noch berücksichtigt sie die erforderliche Steuerschaltung. Leistungsverluste aufgrund der Steuerschaltung sind im Vergleich zu den Verlusten in den Leistungsgeräten (Schalter, Dioden, Induktivitäten usw.) normalerweise unbedeutend. Die Nichtidealitäten der Leistungsgeräte machen den Großteil der Leistungsverluste im Umrichter aus.

In jedem Schaltregler treten sowohl statische als auch dynamische Leistungsverluste auf. Statische Leistungsverluste umfassen (Leitungs-)Verluste in den Drähten oder Leiterbahnen sowie in den Schaltern und Induktoren, wie in jedem elektrischen Stromkreis. Durch das Schalten entstehen dynamische Leistungsverluste, wie das Laden und Entladen des Schaltgatters, und sind proportional zur Schaltfrequenz.

Es ist nützlich, mit der Berechnung des Tastverhältnisses für einen nicht idealen Abwärtswandler zu beginnen, der wie folgt lautet:

wo:

  • V sw ist der Spannungsabfall am Netzschalter,
  • V sw,sync ist der Spannungsabfall am Synchronschalter oder der Diode, und
  • V L ist der Spannungsabfall an der Induktivität.

Die oben beschriebenen Spannungsabfälle sind allesamt statische Verlustleistungen, die in erster Linie vom Gleichstrom abhängig sind und daher leicht berechnet werden können. Für einen Diodenabfall können V sw und V sw,sync basierend auf den Eigenschaften des ausgewählten Geräts bereits bekannt sein.

wo:

  • R on ist der ON-Widerstand jedes Schalters und
  • R DC ist der Gleichstromwiderstand der Induktivität.

Die Arbeitszyklusgleichung ist etwas rekursiv. Eine grobe Analyse kann durchgeführt werden, indem zuerst die Werte V sw und V sw,sync unter Verwendung der idealen Duty-Cycle-Gleichung berechnet werden.

Für einen MOSFET-Spannungsabfall besteht eine übliche Näherung darin, R DSon aus dem MOSFET-Datenblatt im Ohmschen Gesetz zu verwenden, V = I DS R DSon(sat) . Diese Näherung ist akzeptabel, da sich der MOSFET im linearen Zustand mit einem relativ konstanten Drain-Source-Widerstand befindet. Diese Näherung ist nur bei relativ niedrigen V DS- Werten gültig . Für genauere Berechnungen enthalten MOSFET-Datenblätter Grafiken zur V DS- und I DS- Beziehung bei mehreren V GS- Werten. Beobachten Sie V DS bei V GS und I DS, die am ehesten mit dem übereinstimmen, was im Abwärtswandler erwartet wird.

Außerdem tritt Verlustleistung durch Leckströme auf. Diese Verlustleistung ist einfach

wo:

  • I Leck ist der Leckstrom des Schalters, und
  • V ist die Spannung am Schalter.

Dynamische Leistungsverluste sind auf das Schaltverhalten der ausgewählten Durchgangsbauelemente ( MOSFETs , Leistungstransistoren , IGBTs usw.) zurückzuführen. Diese Verluste umfassen Einschalt- und Ausschaltverluste und Schaltübergangsverluste.

Einschalt- und Ausschaltverluste lassen sich leicht in einen Topf werfen, da

wo:

  • V ist die Spannung am Schalter, während der Schalter ausgeschaltet ist,
  • t rise und t fall sind die Anstiegs- und Abfallzeiten des Schalters und
  • T ist die Schaltperiode

dies berücksichtigt jedoch nicht die parasitäre Kapazität des MOSFET, der die Miller-Platte herstellt . Dann werden die Schaltverluste eher wie folgt sein:

Wenn für den unteren Schalter ein MOSFET verwendet wird, können in der Zeit zwischen dem Ausschalten des High-Side-Schalters und dem Einschalten des Low-Side-Schalters zusätzliche Verluste auftreten, wenn die Body-Diode des Low-Side-MOSFET leitet den Ausgangsstrom. Diese Zeit, die als Nichtüberlappungszeit bekannt ist, verhindert "Shootthrough", einen Zustand, in dem beide Schalter gleichzeitig eingeschaltet sind. Das einsetzende Durchschießen erzeugt einen starken Leistungsverlust und Hitze. Die richtige Auswahl der Nichtüberlappungszeit muss das Risiko eines Durchschusses mit dem erhöhten Leistungsverlust, der durch die Leitung der Body-Diode verursacht wird, ausgleichen. Viele Abwärtswandler auf MOSFET-Basis enthalten auch eine Diode, um die untere MOSFET-Body-Diode beim Leiten während der Nichtüberlappungszeit zu unterstützen. Wenn eine Diode ausschließlich für den unteren Schalter verwendet wird, kann die Einschaltzeit der Diode in Durchlassrichtung den Wirkungsgrad verringern und zu einem Spannungsüberschwingen führen.

Die Verlustleistung der Body-Diode ist ebenfalls proportional zur Schaltfrequenz und beträgt

wo:

  • V F ist die Durchlassspannung der Body-Diode, und
  • t nein ist die ausgewählte Nichtüberlappungszeit.

Schließlich treten Leistungsverluste durch die zum Ein- und Ausschalten der Schalter erforderliche Leistung auf. Bei MOSFET-Schaltern werden diese Verluste von der Energie dominiert, die zum Laden und Entladen der Kapazität des MOSFET-Gates zwischen der Schwellenspannung und der ausgewählten Gatespannung erforderlich ist . Diese Schalterübergangsverluste treten hauptsächlich im Gate-Treiber auf und können minimiert werden, indem MOSFETs mit niedriger Gate-Ladung ausgewählt werden, indem das MOSFET-Gate auf eine niedrigere Spannung (auf Kosten erhöhter MOSFET-Leitungsverluste) oder durch Betrieb mit einer niedrigeren Frequenz betrieben wird .

wo:

  • Q G die Gate-Ladung des ausgewählten MOSFET ist und
  • V GS ist die Gate-Source-Spitzenspannung.

Bei N-MOSFETs muss der High-Side-Schalter auf eine höhere Spannung als V i angesteuert werden . Um dies zu erreichen, speisen MOSFET-Gate-Treiber typischerweise die MOSFET-Ausgangsspannung in den Gate-Treiber zurück. Der Gate-Treiber addiert dann seine eigene Versorgungsspannung zur MOSFET-Ausgangsspannung, wenn er die High-Side-MOSFETs ansteuert, um eine V GS gleich der Gate-Treiber-Versorgungsspannung zu erreichen. Da die Low-Side- V GS die Gate-Treiber-Versorgungsspannung ist, führt dies zu sehr ähnlichen V GS- Werten für High-Side- und Low-Side-MOSFETs.

Ein vollständiges Design für einen Abwärtswandler beinhaltet eine Kompromissanalyse der verschiedenen Leistungsverluste. Designer gleichen diese Verluste entsprechend der erwarteten Nutzung des fertigen Designs aus. Ein Wandler, von dem erwartet wird, dass er eine niedrige Schaltfrequenz hat, erfordert keine Schalter mit geringen Gate-Übergangsverlusten; ein Wandler, der mit einem hohen Tastverhältnis arbeitet, erfordert einen Low-Side-Schalter mit geringen Leitungsverlusten.

Spezifische Strukturen

Synchrone Gleichrichtung

Abb. 8: Vereinfachtes Schema eines Synchronumrichters, bei dem D durch einen zweiten Schalter S 2 ersetzt wird .

Ein synchroner Abwärtswandler ist eine modifizierte Version der grundlegenden Abwärtswandler-Schaltungstopologie, bei der die Diode D durch einen zweiten Schalter S 2 ersetzt ist . Diese Modifikation ist ein Kompromiss zwischen erhöhten Kosten und verbesserter Effizienz.

In einem Standard-Abwärtswandler schaltet die Sperrdiode kurz nach dem Ausschalten des Schalters aufgrund der ansteigenden Spannung an der Diode von selbst ein. Dieser Spannungsabfall an der Diode führt zu einer Verlustleistung von

wo:

  • V D ist der Spannungsabfall an der Diode beim Laststrom I o ,
  • D ist das Tastverhältnis, und
  • I o ist der Laststrom.

Durch Ersetzen der Diode durch einen verlustarm ausgewählten Schalter kann der Wandlerwirkungsgrad verbessert werden. Zum Beispiel könnte ein MOSFET mit sehr niedrigem R DSon für S 2 ausgewählt werden , was zu einem Leistungsverlust am Schalter 2 führt, der

In beiden Fällen hängt die Verlustleistung stark vom Tastverhältnis D ab. Die Verlustleistung der Freilaufdiode oder des unteren Schalters ist proportional zu ihrer Einschaltzeit. Daher leiden Systeme, die für einen Betrieb mit niedrigem Tastverhältnis ausgelegt sind, unter höheren Verlusten in der Freilaufdiode oder dem unteren Schalter, und für solche Systeme ist es vorteilhaft, eine synchrone Abwärtswandlerkonstruktion in Betracht zu ziehen.

Stellen Sie sich ein Computernetzteil vor , bei dem der Eingang 5 V beträgt, der Ausgang 3,3 V beträgt und der Laststrom 10  A beträgt . In diesem Fall beträgt das Tastverhältnis 66 % und die Diode wäre 34 % der Zeit eingeschaltet . Eine typische Diode mit einer Durchlassspannung von 0,7 V würde eine Verlustleistung von 2,38 W erleiden. Ein gut ausgewählter MOSFET mit einem R DSon von 0,015 würde jedoch nur 0,51 W an Leitungsverlust verschwenden. Dies führt zu einer verbesserten Effizienz und einer verringerten Wärmeentwicklung.

Ein weiterer Vorteil des Synchronumrichters besteht darin, dass er bidirektional ist, was sich für Anwendungen eignet, die regeneratives Bremsen erfordern . Wenn die Leistung in die "Rückwärtsrichtung" übertragen wird, verhält es sich ähnlich wie ein Aufwärtswandler .

Die Vorteile des synchronen Abwärtswandlers kommen nicht ohne Kosten. Erstens kostet der untere Schalter typischerweise mehr als die Freilaufdiode. Zweitens wird die Komplexität des Wandlers aufgrund des Bedarfs an einem Schaltertreiber mit komplementärem Ausgang stark erhöht.

Ein solcher Treiber muss verhindern, dass beide Schalter gleichzeitig eingeschaltet werden, ein Fehler, der als "Shootthrough" bekannt ist. Die einfachste Technik zum Vermeiden von Durchschuss ist eine Zeitverzögerung zwischen dem Ausschalten von S 1 und dem Einschalten von S 2 und umgekehrt. Wenn diese Zeitverzögerung jedoch lang genug eingestellt wird, um sicherzustellen, dass S 1 und S 2 niemals beide eingeschaltet sind, führt dies selbst zu einem übermäßigen Leistungsverlust. Eine verbesserte Technik zum Verhindern dieses Zustands ist als adaptiver "Nichtüberlappungs"-Schutz bekannt, bei dem die Spannung am Schaltknoten (dem Punkt, an dem S 1 , S 2 und L verbunden sind) erfasst wird, um ihren Zustand zu bestimmen. Wenn die Schaltknotenspannung einen voreingestellten Schwellenwert überschreitet, wird die Zeitverzögerung gestartet. Der Fahrer kann sich somit auf viele Schaltertypen einstellen, ohne den übermäßigen Leistungsverlust, den diese Flexibilität bei einer festen Nichtüberlappungszeit verursachen würde.

Sowohl der Low-Side- als auch der High-Side-Schalter können als Reaktion auf einen Lastübergang ausgeschaltet werden, und die Body-Diode im Low-Side-MOSFET oder eine andere Diode parallel dazu wird aktiv. Der höhere Spannungsabfall am Low-Side-Schalter ist dann von Vorteil, hilft dabei, die Stromabgabe zu reduzieren und die neue Lastanforderung früher zu erfüllen.

Mehrphasen-Buck

Abb. 9: Schema eines generischen synchronen n- Phasen-Abwärtswandlers.
Abb. 10: Detailansicht einer mehrphasigen CPU-Stromversorgung für einen AMD Sockel 939 Prozessor. Die drei Phasen dieser Versorgung sind an den drei schwarzen Ringspulen im Vordergrund zu erkennen. Der kleinere Induktor unter dem Kühlkörper ist Teil eines Eingangsfilters.

Der mehrphasige Abwärtswandler ist eine Schaltungstopologie, bei der grundlegende Abwärtswandlerschaltungen parallel zwischen Eingang und Last angeordnet sind. Jede der n "Phasen" wird in gleichmäßig beabstandeten Intervallen über die Schaltperiode eingeschaltet. Diese Schaltung wird typischerweise mit der oben beschriebenen synchronen Buck- Topologie verwendet.

Dieser Umrichtertyp kann auf Laständerungen so schnell reagieren, als ob er n- mal schneller schalten würde, ohne dass dadurch erhöhte Schaltverluste entstehen würden. Somit kann er auf schnell wechselnde Lasten reagieren, wie beispielsweise moderne Mikroprozessoren.

Auch die Schaltwelligkeit nimmt deutlich ab. Es gibt nicht nur die Abnahme aufgrund der erhöhten effektiven Frequenz, sondern jedes Mal, wenn das n- fache des Tastverhältnisses eine ganze Zahl ist, geht die Schaltwelligkeit auf 0; die Rate, mit der der Drosselstrom in den eingeschalteten Phasen ansteigt, entspricht genau der Rate, mit der er in den ausgeschalteten Phasen abnimmt.

Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass der Laststrom auf die n Phasen des Mehrphasenwandlers aufgeteilt wird. Durch diese Lastaufteilung können die Wärmeverluste an jedem der Schalter auf eine größere Fläche verteilt werden.

Diese Schaltungstopologie wird in Computer-Motherboards verwendet, um die 12-V- DC -Stromversorgung in eine niedrigere Spannung (ca. 1 V) umzuwandeln , die für die CPU geeignet ist . Moderne CPU-Leistungsanforderungen können 200  W überschreiten , können sich sehr schnell ändern und haben sehr enge Welligkeitsanforderungen von weniger als 10  mV. Typische Mainboard-Netzteile verwenden 3 oder 4 Phasen.

Eine große Herausforderung bei Mehrphasenwandlern besteht darin, sicherzustellen, dass der Laststrom gleichmäßig über die n Phasen verteilt wird. Dieser Stromausgleich kann auf verschiedene Weise durchgeführt werden. Der Strom kann "verlustfrei" gemessen werden, indem die Spannung an der Induktivität oder dem unteren Schalter (wenn er eingeschaltet ist) erfasst wird. Diese Technik gilt als verlustfrei, da sie auf Widerstandsverlusten beruht, die der Abwärtswandlertopologie inhärent sind. Eine andere Technik besteht darin, einen kleinen Widerstand in den Stromkreis einzufügen und die Spannung daran zu messen. Dieser Ansatz ist genauer und anpassbarer, verursacht jedoch mehrere Kosten – Platz, Effizienz und Geld.

Schließlich kann der Strom am Eingang gemessen werden. Die Spannung kann verlustfrei über den oberen Schalter oder mit einem Leistungswiderstand gemessen werden, um den entnommenen Strom näherungsweise zu ermitteln. Dieser Ansatz ist technisch anspruchsvoller, da Schaltgeräusche nicht einfach herausgefiltert werden können. Es ist jedoch weniger teuer, als einen Messwiderstand für jede Phase zu haben.

Effizienzfaktoren

Belastungsabhängige Leitungsverluste:

  • Widerstand, wenn der Transistor oder MOSFET-Schalter leitet.
  • Durchlassspannungsabfall der Diode (normalerweise 0,7 V oder 0,4 V für Schottky-Diode )
  • Wicklungswiderstand der Induktivität
  • Kondensatoräquivalenter Serienwiderstand

Schaltverluste:

  • Spannungs-Ampere-Überlappungsverlust
  • Frequenzschalter * CV 2 Verlust
  • Umgekehrter Latenzverlust
  • Verluste durch den Verbrauch von MOSFET-Gate und Controller.
  • Transistor-Leckstromverluste und Standby-Verbrauch des Controllers.

Impedanzanpassung

Ein Abwärtswandler kann verwendet werden, um die Leistungsübertragung durch die Verwendung einer Impedanzanpassung zu maximieren . Eine Anwendung davon ist ein Maximum-Power-Point-Tracker, der üblicherweise in Photovoltaik- Anlagen verwendet wird.

Nach der Gleichung für die elektrische Leistung :

wo:

  • V o ist die Ausgangsspannung
  • I o ist der Ausgangsstrom
  • η ist die Energieeffizienz (von 0 bis 1)
  • V i ist die Eingangsspannung
  • I i ist der Eingangsstrom

Nach dem Ohmschen Gesetz :

wo:

Einsetzen dieser Ausdrücke für I o und I i in die Potenzgleichung ergibt:

Wie zuvor für den kontinuierlichen Modus gezeigt wurde (wobei I L > 0):

wo:

  • D ist das Tastverhältnis

Einsetzen dieser Gleichung für V o in die vorherige Gleichung ergibt:

was reduziert auf:

und schlussendlich:

Dies zeigt, dass es möglich ist, das Impedanzverhältnis durch Einstellen des Tastverhältnisses einzustellen. Dies ist besonders bei Anwendungen nützlich, bei denen sich die Impedanzen dynamisch ändern.

Anwendung

Kostengünstige Wandlermodule: zwei Buck und ein Boost.

Der Buck wird häufig in kleinen Elektronikgeräten mit geringem Stromverbrauch verwendet, um von 24/12 V auf 5 V herunterzustufen. Sie werden als kleiner Endproduktchip für deutlich weniger als 1 US-Dollar verkauft und haben einen Wirkungsgrad von etwa 95 %.

Siehe auch

Verweise

Literaturverzeichnis

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